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Das hier vorgestellte Material soll ergänzend zum VinylTrak153 Preamp Artikel sein. Dieser Artikel sollte zuerst gelesen werden, da er die meisten technischen Details des Designs enthält. Moving Magnet Phono Patronen sind weniger teuer und bequemer als MC Patronen, aber ihre Leistung ist durch ihre Hochfrequenz-Antwort und Hochfrequenz-Resonanz begrenzt. Der VinylTrak153-Vorverstärker beinhaltet einen anderen Ansatz zur Erreichung des hochfrequenten RIAA-Roll-offs, der die elektrische Resonanz der Patrone eliminiert und die elektrische HF-Antwort gut in den Ultraschallbereich überträgt. Die herkömmlichen R - und C-Kassettenladeelemente werden durch einen einzigen einstellbaren Patronendämpfungswiderstand ersetzt, um den Vorverstärker an die Patroneninduktivität anzupassen. Der Vorverstärker beinhaltet auch konventionelle RIAA-Entzerrung für MM-Patronen. Die unterschiedlichsten Impedanzen von MM - und MC-Patronen machen Ansätze mit gemeinsamen Eingangsverstärkern suboptimal. Die MM - und MC-Vorverstärker im VinylTrak153 sind völlig getrennt. Damit kann jede Funktion für ihre Anwendung optimiert werden. Die MM - und MC-Vorverstärker verwenden beide JFET-Doppelklappen-Differentialeingangsverstärker ohne Rückkopplung. Die Eingangsverstärker sind mit der Patrone DC-gekoppelt. Ein Diamantpuffer vervollständigt den Eingangsverstärker. Verzerrung ohne Rückkopplung ist aufgrund der kleinen Signalpegel sehr gering. Der hochfrequente Überlastungsspielraum ist sehr gut, da die 75er RIAA-Zeitkonstante in der ersten Stufe als Shunt-Last implementiert wird. Überlastung ist weich wegen der Verwendung von JFETs und der Abwesenheit von negativen Rückmeldungen in der ersten Stufe. Die JFET-Eingänge bieten viel höhere EMI-Immunität als bipolare Designs. Der MM-Eingangsverstärker verwendet einen Linear Integrated Systems LS844 Dual JFET und erreicht 5 nVrt Hz Eingangsrauschen. Die JFET-Eingänge eliminieren praktisch die Patroneninteraktion. Der MC-Eingangsverstärker verwendet vier Linear Integrated Systems LSK389 Dual-JFETs und erreicht 0,75 nVrt Hz Eingangsrauschen. Das ist sehr gut für einen differentiellen JFET-Eingang. Ein spezieller Schaltungsansatz wird verwendet, um die Parallelschaltung von JFET-Differentialpaaren zu ermöglichen, ohne eine hochfrequente Instabilität einzuführen. Beide Vorverstärker sind DC-gekoppelt und beinhalten einen DC-Servo zur Steuerung des Offsets. Es gibt keine Elektrolytkondensatoren irgendwo im Signalweg. Output-Funktionalität beinhaltet eine Balance-Steuerung, um die Patronenkanal-Fehlanpassung zu kompensieren, ein geschaltetes niederfrequentes linksseitiges Signal fusioniert, um das vertikale Flattern zu dämpfen, einen umgeschalteten Dünnschicht-Butterworth-Unterschallfilter und symmetrische Ausgänge. Ein L-R-Signal kann an die Ausgänge gesendet werden, um die Ausgleichsregelung mit Hilfe einer Mono-Spur oder einer Mittelkanal-Stimme zu unterstützen. Der L-R-Ausgabemodus kann auch bei der Einstellung von Anti-Skate nützlich sein. 2. VinylTrak153 Vorverstärker-Funktionen: Unabhängige MM - und MC-Vorverstärker JFET MC - und MM-Eingangsstufen ohne NFB DC-gekoppelte Patronenschnittstelle und Signalweg DC-Servosteuerung des Offsets Symmetrische und single-ended-Ausgänge Optionale Damp-Patrone RIAA EQ für MM-Patronen LF Mono Merge Für vertikale Flatterunterdrückung Dritter Ordnung Subsonic-Filter Links-Rechts-Balance-Steuerung Wählbarer LR-Ausgang für Balance und Anti-Skate-Setup 3. Design-Update: Transistorwechsel Viele der Small-Signal-Transistoren wurden von 2N55512N5401 auf 2N50892N5087 geändert. Es wurde entdeckt, dass die ursprünglichen Transistoren für einige der Vorverstärker-Rauschen verantwortlich waren, hauptsächlich aufgrund ihres Basis-Eingangs-Rauschstroms. Diese Änderung verbesserte den Vorverstärker SN sowohl für die MM - als auch die MC-Schaltung. Im MM-Eingangsverstärker waren diese Q5 bis Q14 enthalten. Im MC-Vorverstärker waren diese Q23-Q26 und Q28-Q33 enthalten. 4. Design-Update: Stromspiegelwechsel Der in den Eingangsverstärker-VAS-Schaltungen verwendete Wilson-Stromspiegel wurde durch einen herkömmlichen Dreistransistor-Helperstromspiegel ersetzt. Diese Änderung schien das Rauschen in den MM - und MC-Schaltungen zu verbessern. Die überarbeiteten Stromspiegel sind in Abbildung 1 dargestellt. 5. Steuerkreis Der Raum erlaubte es nicht, den Schaltplan für den Steuerkreis im Linear-Audio-Artikel anzuzeigen. Der Steuerkreis ist in erster Linie verantwortlich für Power-On Stummschaltung und schnelles Ausschalten stumm, um zu verhindern, dass irgendwelche Schläge an den Ausgang des DC-gekoppelten Vorverstärkers gelangen. Diese Schaltung überwacht auch die Ausgänge für DC und stummschaltet den Ausgang bei DC an den Ausgängen, die aus einem Schaltungsfehler resultieren würden. Diese Schaltung schließt auch die MM-Kassetteneingänge während der Stummschaltung. Die Schaltung ist in Abbildung 2 dargestellt. U1 und U2 sind Quad-Komparatoren mit Open-Collector-Ausgängen. U1 ist so angeordnet, daß er seinen parallelen Ausgang nach unten zieht, wenn eine Gleichspannung größer als 50 mV beider Polarität an der Heißseite des Vorverstärkerausgangs erfaßt wird. R1 und C1 bieten eine Tiefpaßfilterfunktion, um Audiosignale mit voller Amplitude bis zu etwa 10 Hz zu verhindern, um eine DC-Ausgangsanzeige falsch auszulösen. Die Dioden D1 und D2 schützen den polarisierten Elektrolytkondensator C1. Wie in einem Moment gesehen wird, wenn die Ausgabe von U1 tief gezogen wird, wird eine Stummschaltung eingeleitet. U2 führt die Einschalt-Stummschaltung aus. Wenn die Stromversorgung erfolgt, muss R10 C5 bis 10V von einer entladenen Startspannung von -15V laden. Dies dauert ca. 5 Sekunden und ermöglicht Zeit, die DC-Servos vollständig zu stabilisieren. Wenn DC am Ausgang von U1 erkannt wird, verhindert das Herunterziehen von U1, dass C5 geladen wird. Sobald die Spannung auf C5 10V erreicht, zieht U2B den Ausgang niedrig und erregt die in Reihe geschalteten Relaisspulen. Das sind 4,5V Relais. Strombegrenzungswiderstände an beiden Enden des Relaisstrings schützen U2B und die 15V-Versorgung im Falle eines Kurzschlusses. Eine schnelle Abschaltstummschaltung wird durch Q1 und U2A realisiert. Beim Einschalten wird C3 schnell durch D5 auf ca. 19.3V aufgeladen. Die 20V-Versorgungsspannung vor dem Stromversorgungsregler fällt bei Stromunterbrechung ziemlich schnell ab. C3 hält den Emitter von Q1 bei 19,3 V, während die Spannung an der Q1s-Basis mit der rohen Stromversorgungsspannung fällt. Dies schaltet Q1 ein, bevor die Stromversorgungsregler aus der Regulierung herausfallen. Dass wiederum schnell C4 von -15V auf die -10V Schwelle von U2A. Dies wiederum bewirkt, dass U2A seinen Ausgang herunterzieht, C5 entlädt und eine Stummschaltung auslöst. C4 verringert die Tendenz, dass der Ausschaltkreis aktiviert wird, wenn ein sehr kurzer Stromabfall aufgrund eines weiteren Gerätes eingeschaltet wird. Die Relais K5 und K6 bilden die heißen und kalten Ausgänge beider Kanäle, wenn sie nicht mit Strom versorgt werden. Das Relais K1, das sich auf der MM-Vorverstärkerplatine befindet, legt die MM-Kassetteneingänge fest, wenn es nicht mit Strom versorgt wird. Es dient zum Schutz der DC-gekoppelten Patrone vor Strom, der in dem unwahrscheinlichen Fall fließen würde, dass ein Eingangs-JFET-Gate zu seiner Quelle kurzgeschlossen oder in einem Fehlerzustand ablaufen würde. Die Stromversorgung wurde auch nicht im LA-Artikel angezeigt. Die Stromversorgung besteht aus einer Hauptstromversorgung und zahlreichen lokalen aktiven Kapazitätsmultiplikatorfiltern. Die Hauptversorgung liefert 16V von LM317337 Regulatoren. Die BJT-Kapazitätsmultiplikatoren fallen etwas mehr als ein Vbe und bringen die Schienenspannungen auf die Bretter auf etwa 15 V. Der Schaltplan für die Hauptstromversorgung ist in Abbildung 3 dargestellt. Es ist sehr konventionell, mit einem kleinen toroidalen Leistungstransformator und mit Hochgeschwindigkeitsgleichrichtern in seiner Brücke. Die Versorgung umfasst großzügige Mengen an Reservokapazität in einer Pi-Filter-Anordnung vor den 3-Terminal-Reglern. Der komplette Vorverstärker zieht ca. 200mA ab. Der Netzeingang beinhaltet einen Sicherheits-Schutzschalter, um System-Bodenschleifen zu mildern. Der Boden wird durch R7, einen 10-Ohm-Widerstand, gebrochen. Im Falle eines Fehlers verhindert der große Brückengleichrichter, dass die Leitungssicherheitsmasse und die Schaltungsmasse je mehr als einen Diodenabfall unterschiedlich sind. Jeder Signalpfad-Schaltungsblock im Vorverstärker wird von einem sekundären Last-End-Aktivkapazitäts-Multiplikatorfilter gespeist. Es werden insgesamt 20 dieser Filter verwendet. Diese Filter reduzieren nicht nur das Rauschen auf den 16V-Schienen, sondern verweisen auch auf die Schienenspannung auf die lokale Signalmasse. Das Schema für die aktiven Kapazitätsmultiplikatoren ist in Fig. 4 gezeigt. Es handelt sich um einfache Emitterfolger, deren Basis mit einer stark gefilterten Version der Eingangsschiene (R1 und C2) verbunden ist. Der Emitterfolger-Durchlaßtransistor arbeitet mit einer Kollektor-Basis-Spannung gleich dem kleinen Abfall über R1, der aus dem Q1s-Basisstrom resultiert. Dies ist ein ziemlich kleiner Spannungsabfall, da die einzelnen Schaltkreise, die von diesen Kapazitätsmultiplikatoren gespeist werden, ziemlich geringe Strommengen verbrauchen. Insgesamt fällt jeder Kapazitätsmultiplikator weniger als 1 V ab, was zu Schienenspannungen von etwa 15 V für die geschaltete Schaltung führt. Die Dioden D1-D4 schützen die Durchgangstransistoren im Fehlerfall. Die Kapazitätsmultiplikatoren liefern 37dB Dämpfung bei 120Hz und erhöhen sich auf über 60dB Dämpfung von 2kHz bis über 100MHz. Der VinylTrak153-Vorverstärker kann von einem externen 20V-Dongle-Netzteil anstelle seiner internen Netzspannung versorgt werden. Dieser Ansatz hält das Netz und sein zugehöriges Brummen und Geräusch aus der Schachtel. Manche sehen die Stromversorgung von audiophilen Komponenten auf Basis von Wandtransformatoren mit Verachtung. Wie konnte eine solche kostengünstige Lösung eine qualitativ hochwertige Stromversorgung nutzen, die in der High-End-Ausstattung nutzbar ist. Nun, denken Sie noch einmal. Die derzeitigen Anforderungen an solche Line-Level-Geräte sind relativ gering, und nur saubere DC in die Geräte-Gehäuse hat große Brummen, Lärm und EMI Vorteile. Der Wandtransformator der Klasse 2 erlaubt auch eine Verzögerung der Netzspannung, wodurch Erdschleifen beseitigt werden. Der VinylTrak153 Vorverstärker benötigt nur 8 Watt am 20V DC Eingang. Die von der Dongle-Stromversorgung gelieferte geregelte DC wird durch die vorstehend in Fig. 3 dargestellten Vorverstärker-Innenregler auf 16 V geregelt. Die externe DC ist einfach an die Ausgänge des Hauptbrückengleichrichters angeschlossen. Der Schaltplan für die externe Dongle-Stromversorgung ist in Abbildung 5 dargestellt. Ein ziemlich kräftiger 20V AC, 500mA Wandtransformator speist zwei Halbwellengleichrichter, um ca. 24V (unter Last) zu erzeugen, um LM317337 3-Terminal-Regler zu liefern, die regulierte 20V-Schienen erzeugen Verwendung durch den Vorverstärker. Es werden großzügige Mengen an Reservokapazitäten in einer pi-Filter-Anordnung benötigt, um effizient mit dem halbwellen-rektifizierten Roh-DC umzugehen. Die Notwendigkeit, Halbwellengleichrichtung mit AC-Wandtransformatoren zu verwenden, ist eine der Herausforderungen mit dem Wandtransformator-Antrieb. Durch ihre Natur sind Wandtransformatoren schlecht reguliert, so dass die gleichgerichtete Spannung unter Leerlaufbedingungen recht hoch ansteigen kann. Aus diesem Grund sollten die Reservekondensatoren mit 50V oder mehr bewertet werden. 7. RIAA-Genauigkeit und Inverse-RIAA-Netzwerk Der Entzerrungs-Frequenzgang wurde mit einem Lipshitz-inversen RIAA-Netzwerk 2, wie in Abbildung 6 gezeigt, getestet. Ein Audio-Oszillator mit einem Ausgang von mehreren hundert Millivolt ist mit dem Eingang des inversen RIAA-Netzwerks und dem Ausgang verbunden Des Netzwerks ist mit der MM Cinch Eingangsbuchse verbunden. Der Gesamtfrequenzgang auf den Ausgang des Vorverstärkers sollte dann flach sein. Es ist sehr wichtig, zunächst als Referenz zu verifizieren, dass die Kombination des Oszillators, der das Wechselspannungsmessgerät speist, direkt flach ist. Die Genauigkeit des VinylTrak153-Vorverstärkers betrug innerhalb von 0,1dB ohne außerordentliche Maßnahmen zur Erreichung der Präzision in den passiven Komponenten. Allerdings wurden die im Preamp EQ verwendeten Polystyrol-Kondensatoren mit einem Kapazitätszähler handselektiert, da sie nicht als 1 Toleranz angegeben wurden. Die Auswirkung von Komponententoleranzen auf die RIAA EQ-Genauigkeit ist bei der Auswahl von Toleranzen für die kritischen passiven Komponenten, die an der RIAA-Entzerrung beteiligt sind, wichtig. Ein vereinfachtes Schema des VinylTrak153 RIAA-Entzerrers ist unten in Fig. 7 gezeigt. R1 und C1 implementieren die Zeitspanne von 75us, während R2-R4 und C2 den niederfrequenten Teil des EQ implementieren. Wir bemerken, dass 0,1dB etwa 1 entspricht. Die hier verwendete passiv-aktive Equalizer-Topologie isoliert die hochfrequenten und niederfrequenten Entzerrerabschnitte, eliminiert einige Interaktionen und vereinfacht die Effekte von Komponententoleranzen. Ein 1 Fehler in R1 oder C1 erzeugt einen EQ-Fehler, der im Mittelband klein ist und allmählich auf 0,086dB bei 20kHz ansteigt. Ein 1-Fehler in R2 bewirkt einen Verstärkungsfehler von etwa 0,07 dB, der flach auf 0,01 dB liegt. Ein 1 Fehler in R3 erzeugt einen EQ-Fehler, der im mittleren Band klein ist und allmählich auf 0,074dB bei 20 kHz ansteigt. Ein 1 Fehler in R4 erzeugt einen EQ-Fehler, der im Mittelband klein ist und bei 20Hz auf 0,065dB ansteigt. Ein 1 Fehler in C2 erzeugt einen EQ-Fehler, der bei 20Hz und im Mittelband klein ist und bis zu einem Maximum von 0,07dB bei 150Hz ansteigt. Obwohl eine genaue RIAA-Entzerrung wichtig ist, sollte sie in Bezug auf die viel größeren Frequenzgangfehler in den Lautsprechern in der Perspektive gehalten werden. Vielleicht wichtiger ist die RIAA-Entzerrung zwischen den Kanälen. Eine Kanal-Kanal-Frequenzantwort-Fehlanpassung könnte die Bildgebung beeinträchtigen. 8. Quasi-differentieller Eingang Abbildung 8 zeigt die Eingangsschnittstelle der Single-Ended-Cinch-Stecker. Da die MM - und MC-Eingangsverstärker inhärent einen echten, hochohmigen symmetrischen Differenzeingang haben, können wir daraus auch einen Vorteil ziehen, auch wenn ein Single-Ended-Cinch-Stecker eingesetzt wird. Dies geschieht durch den Anschluss der Differenzeingänge über die Klemmen des potentialfreien RCA-Steckers und das Anschließen des Normal-Masse-Anschlusses des Cinch-Steckverbinders an die Signalmasse über einen 10-Ohm-Widerstand. Dies kann helfen, Bodenschleifen zu brechen. Es versteht sich von selbst, dass sich die Eingangsstufe perfekt zu symmetrischen XLR-Phono-Eingängen verleiht, aber Plattenspieler mit symmetrischen XLR-Interconnects sind selten. 9. Rauschleistung Aktualisierte Rauschmessungen für die MM - und MC-Schaltungen sind nachfolgend zusammengefasst, sowohl A-gewichtet als auch ungewichtet in einer Bandbreite von 20 kHz. Der Referenzpegel für den MM-Vorverstärker ist 5mV Eingang, während der für den MC-Vorverstärker 500uV ist. Eingänge werden kurzgeschlossen. Beweglicher Magnetvorverstärker: Diese Zahlen vergleichen sich sehr günstig mit anderen Phono-Vorverstärkern. Die Rauschleistung des MC-Vorverstärkers ist von besonderem Interesse, da JFETs in der Front-End-Implementierung eingesetzt wurden. 10. Real-world Lärm mit beweglichen Magnetpatronen verbunden Phono Vorverstärker werden nicht mit ihren Eingängen kurzgeschlossen in der realen Welt, die sie mit einer Patrone verbunden sind, die erhebliche Impedanz im Falle von beweglichen Magnetpatronen (830 Ohm in Serie mit 370mH für ein Shure V15 Typ V). Aufgrund seiner induktiven Komponente kann diese Impedanz bei hohen Frequenzen auf zehn Kiloohm ansteigen. Als Ergebnis kann der Patronenbelastungswiderstand, nominell 47k, eine signifikante Menge an Johnson-Rauschen am Eingang beitragen. Simulationen zeigen, dass auch bei einem vollkommen geräuschlosen Vorverstärker das erreichbare A-gewichtete Signal-Rausch-Verhältnis mit einer Shure V15 Typ V-Patrone in diesem Ergebnis etwa 82,5 dB beträgt. Das geschätzte System SN dieses Vorverstärkers, der mit dieser Kassette verbunden ist, beträgt etwa 80,5 dB. Die real-world Lärmstrafe des MM-Vorverstärkers im gedämpften Modus mit einer angeschlossenen Patrone wurde im LA-Artikel falsch angegeben. Dies wurde von Marcel van de Gevel 3 gut aufgezeigt. Die gedämpfte RIAA-Entzerrung, die im VinylTrak153-Vorverstärker für MM-Patronen zur Verfügung steht, verwendet einen kleineren Wert des Patronenbelastungswiderstandes, was zu einem größeren Gesamt-Johnson-Lärmbeitrag führen kann. Diese Strafe beträgt etwa 2,5dB im Vergleich zu der herkömmlichen Form der Entzerrung mit einer Belastung von 47k. Diese Zahl ist für eine Shure V15 Typ V Patrone und ist etwas abhängig von der jeweiligen Patronenspulenwiderstand und Induktivität. Ein kleiner Teil der Strafe ergibt sich auch aus der Tatsache, dass das Rauschen des Eingangsverstärkers nicht so stark bei Frequenzen über 8 kHz durch den 75us-Teil des RIAA-EQ gedämpft wird. Die geschätzte SN für den gedämpften Modus mit einer Shure V15 Typ V Patrone ist 78dB. Es ist bemerkenswert, dass die SN für MM-Vorverstärker unter kurzgeschlossenen Eingangsbedingungen fast immer besser sind als bei vergleichbaren aktiven MC-Vorverstärkern, oft um etwa 5dB. Unter realen Bedingungen, bei denen eine MM-Patrone angebracht ist, wird der kleinere MM-Vorverstärker SN vergleichbar mit dem des MC-Vorverstärkers (auch im Fall des VWT-Modus des VinylTrak153). Man muss auch bedenken, dass die MC-Patrone kein Kurzschluss ist. Eine typische MC-Patrone mit einer 10-Ohm-Spule erzeugt 0,4 nVrt Hz von Johnson-Rauschen. Dies verschlechtert einen 80dB A-gewichteten MC-Vorverstärker SN um etwa 1,5dB bis zu 78,5dB. 11. Synthetisierte Kassettenladung Das Johnson-Rauschen des herkömmlichen 47k-Kassettenladewiderstandes kann einen Rauschstrom erzeugen, der zu einem zusätzlichen Vorverstärkerrauschen führt. Dieser Effekt kann durch die Synthese des Widerstandes von 47k mit negativer Rückkopplung reduziert werden. Wenn ein invertiertes Signal mit einer Verstärkung von 10 verfügbar ist, wird ein Rückkopplungswiderstand von 517k, der mit diesem Punkt in der Schaltung verbunden ist, eine effektive Last von 47k erzeugen, während weniger Johnson-Rauschen injiziert wird. Das ist eine alte Idee. Eine Implementierung findet sich in 4. Unglücklicherweise war ich in der Irrtum in der Erläuterung der potenziellen Lärm Vorteil der synthetischen Patrone Laden Ansatz in der LA-Artikel, wie noch einmal freundlich von Marcel van de Gevel 3 erwähnt. Wenn richtig implementiert, das Lärm Vorteil der synthetischen Patronenbelastung kann erheblich sein. Die beiden einfachen Schaltkreise, die unten in Fig. 9 gezeigt sind, veranschaulichen, wie die Verwendung von synthetischen Patronen funktioniert. Kurz gesagt, wird die Shunt-Rückkopplung verwendet, um eine kleinere Impedanz mit einem höheren Widerstand zu erzeugen. In (a) verwendet der Vorverstärker eine flache Verstärkungs-Eingangsstufe mit einer Verstärkung von 10 (20 dB). Dies steigert das Signal aus dem Rauschboden für die folgenden Schaltungen und liefert einen sehr hohen Impedanz-Eingang für die MM-Patrone. Die Signalspannung über RL wird leicht als das 11-fache des Eingangssignals gesehen. Um zu bewirken, dass der gleiche Signalstrom wie bei einem realen 47k-Widerstand fließt, muss RL das 11-fache des 47k-Wertes oder 517k betragen. Aus einem Rauschen gesehen jedoch spritzt der viel höhere Widerstand des Widerstandes 517k viel weniger Rauschstrom als der reale 47k Widerstand. So entsteht der Lärmvorteil. Der Ansatz in (a) ist das, was ich in einem Phono-Vorverstärker eingesetzt habe, den ich um 1980 entworfen habe. In vielen Vorverstärkern enthält der Eingangsverstärker einige oder alle RIAA-Entzerrungen. Dies veranlasst das Funktionieren der einfachen Schaltung in (a). Der VinylTrak153 Vorverstärker ist ein Beispiel für einen Vorverstärker mit einigen EQ in der ersten Stufe. In solchen Fällen kann die Schaltung in (b) verwendet werden. U3 schafft einfach eine Replik des notwendigen Signals, das erstellt worden wäre, wenn U1 ein flacher Verstärker war. Ein solcher Ansatz wurde in 4 eingesetzt. Die Effektivität der synthetischen Belastung in der realen Welt wird am besten mit Simulation bewertet. Es ist wichtig zu erkennen, dass eine fundamentale Rauschquelle der Wicklungswiderstand der MM-Patrone selbst ist. Der 830-Ohm-Wicklungswiderstand des Shure V15 Typ V erzeugt einen Eingangsrauschpegel von etwa 3,6 nVrt Hz sogar bei Abwesenheit eines Patronenlastwiderstandes und jeglicher Verstärkerrauschen. Das Versprechen von reduziertem Rauschen durch Last-Synthese bringt eine gewisse Komplexität und die Möglichkeit, den Lärmvorteil bei einigen Implementierungen zu verlieren. Dies ist insbesondere bei der Schaltung von (b) der Fall, wo ein zusätzlicher Verstärker mit dem empfindlichen Kassetteneingangsknoten verbunden ist. Wenn BJT-Operationsverstärker für den Eingangsverstärker und die Replikverstärker in (b) verwendet werden, zeigen Simulationen, dass ihr addiertes Eingangsstromrauschen den größten Teil des durch synthetische Beladung versprochenen Rauschvorgangs negieren kann. JFET-Eingangsverstärker werden am besten in diesen Orten wegen ihrer Abwesenheit von Eingangsstromrauschen verwendet. Man könnte auch fragen, ob das Spannungsrauschen in U2 und U3 dem Endergebnis ein signifikantes Rauschen verleiht, was den Rauschvorteil der Lastsyntheseschaltung beeinträchtigt. Simulationen zeigen, dass dies bei den meisten Konstruktionen sehr wenig Wirkung hat, wo das Rauschen dieser Verstärker im Vergleich zu dem des Eingangsverstärkers nicht groß ist. Zum Beispiel gibt es eine vernachlässigbare Verschlechterung, wenn der Eingangsverstärker Eingangsrauschen von 5 nVrt Hz hat und die beiden Rückkopplungsverstärker Eingangsrauschen von 8 nVrt Hz haben. In der Tat, auch wenn das Rauschen von U2 und U3 12 nVrt Hz ist, beträgt die Reduzierung des Rauschvorgangs nur etwa 0,5dB. Das ist eine gute Nachricht, denn es bedeutet, dass JFET-Operationsverstärker für U2 und U3 verwendet werden können, ohne den Lärmvorteil zu beeinträchtigen. Obwohl es im VinylTrak153-Vorverstärker nicht verwendet wird, kann sich die Lastsynthesetechnik als wertvoll erweisen, wenn sie darauf angewendet wird. Simulationen zeigen, dass es die SN des gedämpften Modus um 2.4dB bis zu dem Punkt verbessert, wo es praktisch das gleiche ist wie das eines herkömmlichen EQ-Ansatzes mit einer realen 47k-Last. Zwei Dinge scheinen dafür verantwortlich zu sein. Zuerst eliminiert der Rückkopplungswiderstand von 196k Lastsynthese die Rauschstrafe, die durch den kleineren Lastwiderstand von 18k im gedämpften Ansatz auferlegt wird. Zweitens, da der Widerstand von 196k immer noch wesentlich größer als der reale 47k-Widerstand im herkömmlichen EQ-Fall ist, neigt der zusätzliche Rausch-Vorteil dazu, die verbleibende Rauschstrafe des gedämpften Ansatzes aufgrund des 8 kHz-Nullpunktes, der in dem 75er-Teil des RIAA-EQ platziert ist, auszugleichen . Als interessant beiseite ermöglicht diese Anordnung, dass der Kassettenlastwiderstand durch Ändern der Verstärkung des Lastsynthese-Rückkopplungsverstärkers an einem niederohmigen, weniger empfindlichen Punkt in der Schaltung eingestellt wird. Dies ist möglich, solange die Verstärkung, die erforderlich ist, um den niedrigsten gewünschten Lastwiderstand zu erzielen, keine potentielle Eingangsüberlastungsanfälligkeit in dem Last-Synthese-Rückkopplungsverstärker verursacht. Wenn nötig, könnte ein kleinerer Last-Synthese-Rückkopplungswiderstand von 100k oder 150k verwendet werden, um diese Sorge zu mildern, ohne zu viel SN aufzugeben. Es kann auch eine Tendenz für Patronen mit einer niedrigeren Induktivität geben, die einen kleineren Lastwiderstand im gedämpften Ansatz benötigen, um eine kleinere Ausgangsamplitude zu haben. 12. Geräuschgewichtung Es ist bemerkenswert, dass die ubiquitäre A-gewichtete Geräuschmessung nicht ganz am geeignetsten ist, um Rauschen zu messen, insbesondere bei Phono-Vorverstärkern, bei denen das Rauschspektrum aufgrund der RIAA-Entzerrungskurve sehr ungleichförmig ist. Die A-Lärmmessung ist sehr alt und basiert auf der Hörbarkeit einzelner Töne bei verschiedenen Frequenzen. Es steht im Zusammenhang mit der Fletcher-Munson-Gleichlaut-Kontur bei einem Schallpegel von 40 Phon. Die A-Gewichtungskurve ist im Allgemeinen nicht repräsentativ für die Hörbarkeit von zufälligem Rauschen als Funktion der Frequenz. Dennoch ist die A-Gewichtungs-Kurve weitgehend der De-facto-Standard für die Angabe des Signal-Rausch-Verhältnisses in Audiogeräten und in anderen Bereichen. Um die Hörbarkeit von zufälligem Rauschen als Funktion der Frequenz besser zu reflektieren, wurde die Gewichtungskurve der ITU-R 468 entwickelt. Im Vergleich zur A-Gewichtung spiegelt diese Kurve eine deutlich fallende Hörbarkeit von zufälligem Rauschen bei Frequenzen über 6 kHz wider. Jenseits von 6kHz fällt die Hörbarkeit auf mehr als 24dBoctave, wobei die Spitzenempfindlichkeit bei 6kHz auftritt. Unter 6kHz fällt die Hörbarkeit bei 6 dBoctave. Die A-Gewichtungskurve und die ITU-R 468-Kurve haben bei 1kHz und 15kHz eine gleiche Referenzhörigkeit. Bei 6kHz ist die ITU-R 468 Hörbarkeit um 12dB höher als die für eine Gewichtung. Abbildung 10 zeigt die A-Gewichtung und ITU-R 468 Gewichtskurven zusammen. Der Peak in der ITU-R 468-Kurve bei 6kHz ist bemerkenswert, ebenso wie sein steiler Abroll bei höheren Frequenzen. Obwohl A-gewichtete und ITU-R 468-gewichtete Signal-Rausch-Verhältnisse nicht direkt verglichen werden können, ist es bemerkenswert, dass für eine weiße Rauschquelle die ITU-R 468-Messung 2,7 dB mehr Rauschen ergibt, was einem niedrigeren SN entspricht . Der Unterschied zwischen A-bewerteten Rauschmessungen und ITU-R 468-Rauschmessungen zeigt, dass zwei Vorverstärker mit der gleichen A-bewerteten Rauschleistung wahrscheinlich unterschiedliche Mengen an wahrgenommenem Rauschen haben können, wenn ihre Rauschspektralverteilung unterschiedlich ist. Darüber hinaus tragen diese Kurven auf die Hörbarkeit des Lärms und spiegeln nicht unbedingt den psychoakustischen Effekt auf die wahrgenommene Audioqualität wider. Mit anderen Worten, abgesehen von der Hörbarkeit können unterschiedliche Rauschspektren subjektiv mehr oder weniger ärgerlich für das Hörerlebnis sein. Verzerrung ist von besonderem Interesse wegen der Verwendung von nicht degenerierten JFET-Eingangsstufen ohne negatives Feedback. Wie in dem Artikel erläutert, erlauben die No-Feedback-Eingangsverstärker die Verwendung der Transkonduktanz-Shunt-R-C-Implementierung der RIAA 75us-Zeitkonstante. Sie eliminieren auch die Notwendigkeit eines niederohmigen Rückkopplungsnetzes, um eine geräuscharme Leistung zu bewahren. Schließlich erlauben sie eine echte hochohmige, symmetrische Eingabe, die bei der Beseitigung von Grundgeräuschen nützlich sein kann, auch wenn herkömmliche Single-Ended-RCA-Plattenspieler-Eingänge verwendet werden. Die Verzerrung ist ziemlich gering, weitgehend als Ergebnis der kleinen Signalamplituden, die an den Eingängen der MM - und MC-Verstärker vorhanden sind. Total Harmonic Distortion (THD) bei 1kHz und 20kHz gegenüber Eingangspegel für den MM-Vorverstärker ist in Abbildung 11 unten dargestellt. Die Verstärkung bei 1kHz wurde auf 35dB eingestellt. Beachten Sie, dass die Verzerrung allmählich mit erhöhter Eingangsamplitude ansteigt, wie für eine nicht degenerierte JFET-Eingangsstufe erwartet wird. Von besonderem Interesse ist die THD am 20dB Überlastungspunkt (50mV rms), die nur 0.016 ist. Diese Messungen wurden mit dem Vorverstärker für 35dB Verstärkung bei 1 kHz durchgeführt. Beachten Sie, dass die Verzerrung bei 1kHz und 20kHz nicht ganz anders ist. Dies wird erwartet, da die Verzerrung über einen Großteil des Bereichs durch das nicht degenerierte JFET-Eingangspaar bestimmt wird. THD-1 bei nominalem 5mV MM Eingangspegel ist nur 0,0011. Bei der 20-dB Überlastungspunkt von 50mV ist es immer noch nur 0.016. Beachten Sie, wie die Verzerrung allmählich ansteigt. Dies ist ein Hinweis darauf, dass die Verzerrung weich und gut erzogen ist. An diesem Punkt ist die harmonische Struktur fast alle Drittel, wie man es von einem nicht degenerierten JFET-Differentialpaar erwarten kann. Es gibt keine größeren Oberwellen überhaupt. THD-1 ist immer noch nur 0,09 bei vollem 120mV Eingang. Die Überlastung erfolgt zu Beginn des Operationsverstärkungsausgangs bei 172mV Eingang, wobei THD-1 noch nur 0,2 beträgt. 20-kHz THD für den MM-Vorverstärker ist nur 0,01 bei 50mV-Eingang und seine Messung erstreckt sich auf höhere Eingangspegel, da die untere Entzerrer-Vorverstärkungsverstärkung bei 20kHz die Operationsverstärker-Endstufe so frühzeitig abschneidet. THD-20 erreicht nicht 1,0, bis ein sehr großer Eingangspegel von 500mV rms angelegt wird. Tatsächlich bleibt eine 20kHz Sinuswelle ziemlich sinusförmig und zeigt ein sehr weiches Clipping-Verhalten bis zu einem satte 900mV-Eingang. Die Robustheit gegenüber hochfrequenter Überlastung ist zum großen Teil auf die Verwendung des Transkonduktanz-Shunt-RC-Ansatzes zur Implementierung der RIAA 75us-Zeitkonstante in der ersten Stufe zurückzuführen, die die Hochfrequenz-Spannungsschwankungen von Anfang an niedrig hält Kette. Die Verzerrung für den MC-Vorverstärker ist in Abbildung 12 unten dargestellt. In diesem Fall ist die Verstärkung auf 55dB eingestellt. Wie im Fall des MM-Vorverstärkers wird der maximale Eingangspegel bei 1kHz durch Abschneiden des Ausgangs-Operationsverstärkers bei ca. 10V RMS begrenzt. THD-1 ist nur 0,001 bei einem Eingangspegel von 2,5 mV. THD-1 bei einem Nenn-Eingangspegel von 500uV ist nicht messbar. Bei einem 20-dB-Überlastungspegel von 5 mV über 500uV ist THD-1 immer noch nur 0,003. Gerade unter Ausgabeausschnitt, bei einem Eingangspegel von 17mV ist THD-1 nur 0.03. Wie bei dem MM-Vorverstärker ähnelt THD-20 im MC-Vorverstärker dem bei 1kHz, da die Verzerrung im nicht degenerierten JFET-Eingangspaar dominiert. Wie zuvor reicht die Leistung von 20 kHz auf höhere Eingangsspannungspegel, da die Ausgangsstufenabschaltung nicht stattfindet, bis viel höhere Eingangspegel infolge der niedrigeren Verstärkung bei 20 kHz auftreten. Bei einem Eingangspegel von 10mV, 26dB über dem 500uV nominalen Eingangsreferenzpegel beträgt THD-20 nur 0,007. Bei einem Eingangspegel von 50mV, voll 40dB über 500uV, ist THD-20 nur 0,37. Auch bei 100mV ist THD-20 nur 3 und die MC-Stufe ist in weiches Clipping. Überlastungsspanne für die MM - und MC-Vorverstärker bei 1kHz und 20kHz ist nachfolgend zusammengefasst. Die Überlast wird als Effektivwert der Eingangsspannung ausgedrückt. Überlast wird deklariert, wenn THD 1 erreicht. Der Eingangsüberlastungsspielraum für die Vorverstärker ist bei 20 kHz aufgrund der Transkonduktanz-Shunt-R-C-Implementierung der RIAA 75us-Zeitkonstante großartig. In den 1-kHz-Fällen wird der maximale Überlastungsspielraum einfach durch die maximale Ausgabe des Ausgangsverstärkers diktiert, was etwa 10 V rms beträgt. Verstärkung bei 1kHz für die MM - und MC-Vorverstärker wurde auf 35dB und 55dB für die Überlastmessungen eingestellt. Die Real-World-Überlastung des MM-Vorverstärkers, wenn er von einer Patrone im gedämpften Modus angetrieben wird, ist sogar etwas größer. Dies ist auf das Tiefpaßfilter zurückzuführen, das vor der Eingangsstufe durch die Kassetteninduktivität und den niedrigeren als üblichen Kassettenlastwiderstand gebildet wird. Diese Tiefpassabschaltung im gedämpften EQ-Modus beginnt bei 8kHz. Die große hochfrequente Eingangspegeltoleranz sowohl für die MM - als auch für die MC-Vorverstärker trägt auch zu einer besonders guten EMI-Immunität bei. Dies ist ein direktes Ergebnis der Verwendung von JFETs am Eingang in Kombination mit dem gm-Shunt R-C 75us EQ, der verhindert, dass sich hochamplige Hochfrequenzsignale durch den Signalweg ausbreiten. 15. JFET gain spread The input stages of the MM and MC preamps operate without negative feedback, so the gain spread due to device-to-device variations among JFETs is of interest. That is why gain trim pots were put in the signal path of the preamps. 10 different LS844 JFETs from two different batches fabricated two years apart showed a gain spread of just 0.7dB. This is impressive, especially given that the threshold voltages of the first batch were on the order of 1.6V and those of the second batch were on the order of 0.6V. The key to this small gain spread is that differential pairs of the same type of device tend to have similar gain when they are operated at the same tail current. As mentioned above, this material is intended to be supplementary to the VinylTrak153 preamp article that appeared in Volume 4 of Linear Audio, and that article should be read first, as it contains most of the technical details of the design. 1. VinylTrak - A Full-Featured MMMC Phono Preamp, Bob Cordell, Linear Audio, volume 4, September 2012, available at linearaudio. 2. On RIAA Equalization Networks, Stanley Lipshitz, JAES, June 1979. 3. Private communications with Marcel van de Gevel. 4. Preamplifier 2012, Douglas Self, Elektor, Part 2, May 2012.There are as many as 20,000 street vendors in New York City hot dog vendors, flower vendors, t-shirt vendors, street artists, fancy food trucks, and many others. They are small businesspeople struggling to make ends meet. Most are immigrants and people of color. Some are US military veterans who served their country. They work long hours under harsh conditions, asking for nothing more than a chance to sell their goods on the public sidewalk. Yet, in recent years, vendors have been victims of New Yorks aggressive quality of life crackdown. They have been denied access to vending licenses. Many streets have been closed to them at the urging of powerful business groups. They receive exorbitant tickets for minor violations like vending too close to a crosswalk more than any big businesses are required to pay for similar violations. The Street Vendor Project is a membership-based project with nearly 2,000 vendor members who are working together to create a vendors movement for permanent change. We reach out to vendors in the streets and storage garages and teach them about their legal rights and responsibilities. We hold meetings where we plan collective actions for getting our voices heard. We publish reports and file lawsuits to raise public awareness about vendors and the enormous contribution they make to our city. Finally, we help vendors grow their businesses by linking them with small business training and loans. The Street Vendor Project is part of the Urban Justice Center. a non-profit organization that provides legal representation and advocacy to various marginalized groups of New Yorkers. Latest News